10661-001
产品特性
针对光纤光电二极管接口进行了优化8级整10倍范围法则一致性：0.1dB，1nA至1mA单电源供电：3.0V至5.5V全面温度稳定性精密激光调整对数斜率：10mV/dB(VLOG引脚)基本对数截点：100pA可轻松调整斜率和截点输出带宽：10MHz，压摆率：15V/μs小型16引脚LFCSP封装低功耗：静态电流约为4.5mA(使能状态下)
应用
高精度光功率测量宽范围基带对数压缩针对APC环路的多功能检波器
160dB范围、100pA至10mA、低成本对数转换器
ADL5303
VPDB
5 2 IPD
3 VSUMINPT VSUM
4 简化功能框图 VPS2 10 PDB PWDN 16 BIAS VPS1 12 ADL5303 VREF VREF
6 ~10kΩ 0.5V VLOG
8 TEMPERATURE COMPENSATION BFIN 5kΩ
9 BFNG 13 15 GND
7 ACOM 14 GND 图
1. 11 VOUT 概述 ADL5303是一款单芯片对数检波器，针对光纤系统中的低
频信号功率测量进行了优化，并提供多样、易用的极宽动态范围。
利用专有设计和精密激光调整，该器件还可实现宽测量范围和高精度特性。
它采用VPS5V正电源供电。
使用低电源电压时，可以更改对数斜率，以适应可用范围。
低静态电流和芯片禁用特性则有利于电池供电应用。
输入电流IPD流经比例优化NPN晶体管的集电极，于低失调JFET放大器附近连入反馈路径。
电流求和输入节点可在独立于电流的恒定电压下工作，默认电压值为0.5V，并且可在宽范围内对该电压进行调节。
提供自适应偏置方案，能够在极低的光输入水平下降低光电二极管的暗电流。
IPD=100pA时，VPDB引脚对光电二极管施加约0.1V的反向偏置电压；当IPD=10mA时，反向偏置线性上升到2.0V， 以便改善高功率水平下的响应时间。
VSUM保护引脚位于INPT输入引脚的侧面，在求和节点处跟踪电压变化。
将器件的裸露焊盘连接至VSUM引脚可提供一个持续的保护，最大程度减少进入INPT引脚的漏电流。
VLOG输出端对数斜率的默认值可通过内部5kΩ电阻设置。
外部分流电阻可降低对数斜率；缓冲器和一对外部反馈电 阻可升高对数斜率。
VLOG引脚端的额外电容可用作简易的低通滤波器。
中间电压VLOG通过输出级缓冲，其摆幅可以达到接地和正电源VPS的大约100mV以内，并提供±20mA的峰值电流驱动能力。
同时提供板载2V基准电压源，以便对截点进行重新定位。
跨导线性对数放大器的增量带宽由于输入 电流变小而降低。
IPD=1nA时，ADL5303的带宽约为2kHz，它随着IPD增大而提高，最大值为10MHz。
Rev.0 DocumentFeedback InformationfurnishedbyAnalogDevicesisbelievedtobeurateandreliable.However,no responsibilityisassumedbyAnalogDevicesforitsuse,norforanyinfringementsofpatentsorother rightsofthirdpartiesthatmayresultfromitsuse.Specicationssubjecttochangewithoutnotice.No licenseisgrantedbyimplicationorotherwiseunderanypatentorpatentrightsofAnalogDevices. Trademarksandregisteredtrademarksarethepropertyoftheirrespectiveowners. OneTechnologyWay,
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ADL5303 目录 产品特性.........................................................................................1
C。
表
1. 参数 测试条件/注释 输入接口 引脚
3，INPT；引脚2和引脚
4，VSUM 额定电流范围 流向引脚
3 输入节点电压温度漂移输入守护失调电压光电二极管偏置2最小值跨阻对数输出斜率 截点 法则一致性误差 最大输出电压最小输出电压输出电阻基准输出电压WRT地 输出电阻输出缓冲 输入失调电压输入偏置电流增量输入电阻输出范围输出电阻宽带噪声3小信号带宽3压摆率掉电输入逻辑高电平状态逻辑低电平状态电源电源电压静态电流禁用状态下 内部预设；可以更改−40°C8，VLOG25°C激光调整0°C6，VREF25°C激光调整−40°CC
引脚
9，BFIN；引脚13，BFNG；引脚11，VOUT 从引脚9或引脚13流出 RL=1kΩ接地 IPD>1μA(参见典型工作特性部分)IPD>1μA(参见典型工作特性部分)0.2V至4.8V输出摆幅引脚16，PWDN−40°C2此偏置由内部安排以跟踪INPT的输入电压，它不是相对于地指定。
3输出噪声和增量带宽是输入电流的函数，参见典型工作特性部分。
ADL5303 最小值1典型值最大值1单位 100 0.460.50.04 −20 pA 10 mA 0.54V mV/°
C +20mV 70100200 mVmV/mA 1952001936010035 0.050.11.60.14.955 205mV/dec207mV/dec140pA175pA0.25dB0.7dB VV5.05kΩ 1.9821.92
2 2.02V2.08V Ω −20 +20mV 0.4 μ
A 35 MΩ VPS−0.1
V 0.5 Ω
1 μV/√Hz 10 MHz 15 V/μs
2 V
1 V 3.054.560 5.5V5.6mA μ
A Rev.0|Page3of24 ADL5303 绝对最大额定值 表
2.参数VPS输入电流至INPT热数据，2层JEDEC板， 无气流(裸露焊盘焊接至PCB)θJAθJC最大功耗(裸露焊盘焊接至PCB)最高结温工作温度范围存储温度范围引脚温度(焊接60秒) 额定值6V20mA 61.6°C/W1.2°C/W0.6W125°C−40°C至+85°C−65°C至+150°C300°
C 注意，超出上述绝对最大额定值可能会导致器件永久性损坏。
这只是额定最值，并不能以这些条件或者在任何其它超出本技术规范操作章节中所示规格的条件下，推断器件能否正常工作。
长期在绝对最大额定值条件下工作会影响器件的可靠性。
ESD警告 ESD(静电放电)敏感器件。
带电器件和电路板可能会在没有察觉的情况下放电。
尽管本产品具有专利或专有保护电路，但在遇到高能量ESD时，器件可能会损坏。
因此，应当采取适当的ESD防范措施，以避免器件性能下降或功能丧失。
Rev.0|Page4of24 引脚配置和功能描述 16PWDN15GND14GND13BFNG NC1VSUM2 INPT3VSUM4 PIN1INDICATOR ADL5303 TOPVIEW(NottoScale) 12VPS111VOUT10VPS29BFIN ADL5303 VPDB5VREF6ACOM7VLOG8 表
3.引脚功能描述 引脚编号引脚名称
1 NC 2,
4 VSUM
3 INPT
5 VPDB 67891011121314,151617 VREFACOMVLOGBFINVPS2VOUTVPS1BFNGGNDPWDNEPAD NOTES1.PINSLABELEDNCCANBEALLOWEDTOFLOAT,BUT ITISBETTERTOCONNECTTHESEPINSTOGROUND.AVOIDROUTINGHIGHSPEEDSIGNALSTHROUGHTHESEPINSBECAUSENOISECOUPLINGMAYRESULT.2.EXPOSEDPAD.CONNECTTHEEXPOSEDPADTOTHEVSUMPINSTOPROVIDELOWLEAKAGEGUARD. 图
2.引脚配置 说明带有NC标识的引脚可浮空，但最好将这些引脚接地。
避免通过这些引脚路由高速信号，因为可能产生噪声耦合。
防护引脚。
VSUM用于屏蔽INPT电流线路。
光电二极管电流输入。
此引脚连接到光电二极管阳极(光电流流向INPT)。
光电二极管偏执器输出。
使用自适应偏置控制时，此引脚连接到光电二极管阴极；其它情况下，此引脚悬空。
2V基准电压输出。
模拟基准地。
对数前端处理器的输出。
ROUT=5kΩ接地。
缓冲放大器同相输入端(高阻抗)。
正电源VPS(3.0V至5.5V)。
缓冲输出；低阻抗。
正电源VPS(3.0V至5.5V)。
缓冲放大器反相输入端。
电源地连接。
掉电控制输入。
PWDN为低电平时，器件有效。
裸露焊盘。
应将裸露焊盘连接到VSUM引脚以确保低漏电流。
10661-002 Rev.0|Page5of24 10661-006 ADL5303 典型工作特性 VLOG(V) 1.6–40°C 1.4++2855°°CC 1.2 1.0 0.8 0.6 0.4 0.2 0100p1n 10n100n1µ10µ100µ1m10mIPD(A) 图
3.VLOG与IPD的关系 ERROR(dB)10mV/dBSCALE 2.0 1.5 1.0 0.5+25°C
0 –0.5–1.0–40°
C +85°
C –1.5 –2.0100p1n 10n100n1µ10µ100µ1m10mIPD(A) 图
4.VLOG的对数一致性(线性度) 1.04.5V5.0V5.5V 0.5 ERROR(dB)10mV/dBSCALE
0 –0.5 –1.0100p1n 10n100n1µ10µ100µ1m10mIPD(A) 图
5.多种电源电压下相对于VLOG标称额定值的绝对偏差(25°C) 10661-005 10661-004 10661-003 VOUT(V) VPDB(V) VSUM(V) 0.510TA=–40°
C,+25°
C,+85°C 0.508 0.506 0.5040.502 –40°
C +25°C+85°
C 0.500100p1n 10n100n1µ10µ100µ1m10mIPD(A) 图
6.VSUM与IPD的关系 2.8+85°C 2.6+–4205°°CC2.42.22.01.81.61.41.21.00.80.6 012345678910IPD(mA) 图
7.VPDB与IPD的关系 2.4TA=–40°
C,+25°
C,+85°C 2.2VP=3.0V 2.0 1.8–40°
C 1.6 1.4+25°C+85°C 1.2 1.0 0.8 0.6100p 1n10n100n1µ10µ100µ1mIPD(A) 图8.3V单电源的对数一致性(线性度) 1.251.000.750.500.250–0.25–0.50–0.75–1.0010m 10661-007 ERROR((dB)(10mV/dB)) 10661-008 Rev.0|Page6of24 10 10nA 100nA1µ
A 10µ
A 0 100µ
A 1nA10mA–10 1mA–20 NORMALIZEDRESPONSE(dB) –30 –40 –50 –60 –70 100 1k 10k 100k 1M 10M 100M FREQUENCY(Hz) 图
9.小信号交流响应，IPD对VLOG(频率范围内IPD的5%正弦调制) 10010kHz 10 100kHz (µVrms/√Hz)
1 1kHz 0.1 1MHz 100Hz 0.011n 10n100n 1µ 10µ100µ1m IPD(A) 10m 图10.VLOG下的散粒噪声频谱密度与IPD的关系 1001nA 1010nA100nA 1 0.1 1µA 10µA>100µ
A (µVrms/√Hz) 0.01100 1k 10k 100k 1M 10M FREQUENCY(Hz) 图11.VLOG下的散粒噪声频谱密度与频率的关系 10661-011 NORMALIZEDRESPONSE(dB) 10661-010 NORMALIZEDRESPONSE(dB) 10661-009 WIDEBANDNOISE(mVrms) ADL5303 10661-012 10
9 8
7 6
5 4
3 2
1 0 1n 10n100n 1µ 10µ100µ 1m 10m INPUTCURRENT(A) 图12.VLOG下的总宽带噪声电压与IPD的关系 3GAIN=1×,2×,2.5×,5×
0 AV=
5 AV=
1 –3AV=2.5 –6AV=
2 –9 10661-013 –12100 1k 10k 100k 1M 10M FREQUENCY(Hz) 图13.缓冲器的小信号响应 100M 10fC=1kHz –10
0 –20 –30 –40 –50 –60 –7010 100 1k 10k FREQUENCY(Hz) 100k 图14.用作双极点滤波器的缓冲器的小信号响应 10661-014 Rev.0|Page7of24 10661-018 ADL5303 ERROR(dB)((10mV/dB)) 2.0TA=25°C 1.5 1.0 0.5 MEAN+3σ
0 –0.5 MEAN–3σ –1.0 –1.5 –2.0100p1n 10n100n1µ10µ100µ1m10mINPUT(A) 图15.对数一致性误差分布(均值任一侧3σ) ERROR((dB)(10mV/dB)) 5TA=0°C,70°C
4 3 2MEAN+3σ@70°C
1 0 MEAN±3σ@0°
C –1MEAN–3σ@70°
C –2 –
3 –
4 –5100p1n 10n100n1µ10µ100µ1m10mINPUT(A) 图16.对数一致性误差分布(均值任一侧3σ) ERROR((dB)(10mV/dB)) 5TA=–40°
C,+85°C 4MEAN+3σ@–40°C
3 2
1 0 MEAN±3σ@+85°
C –
1 –
2 –3MEAN–3σ@–40°C–
4 –5100p1n 10n100n1µ10µ100µ1m10mINPUT(A) 图17.对数一致性误差分布(均值任一侧3σ) 10661-017 10661-016 10661-015 INTERCEPTCHANGEFROM25°C(pA) SLOPECHANGEFROM25°C(mV/dec) VREFDRIFT(mV) 20 15MEAN+3σ 10 5
0 –5 –10 –15MEAN–3σ –20 –25 –30–40–30–20–100102030405060708090TEMPERATURE(°C) 图18.VREF漂移与温度的关系(均值任一侧3σ)
3 2MEAN+3σ
1 0 –
1 –
2 –
3 MEAN–3σ –
4 –5–40–30–20–100102030405060708090 TEMPERATURE(°C) 图19.斜率漂移与温度的关系(均值任一侧3σ) 40 30MEAN+3σ 20 10
0 –10 –20 –30 MEAN–3σ –40 –50–40–30–20–100102030405060708090TEMPERATURE(°C) 图20.截点漂移与温度的关系(均值任一侧3σ) 10661-019 10661-020 Rev.0|Page8of24 VosDRIFT(mV)
8 6
4 MEAN+3σ
2 0 –2MEAN–3σ –
4 –6–40–30–20–100102030405060708090 TEMPERATURE(°C) 图21.输出缓冲器失调电压与温度的关系(均值任一侧3σ) 180 160 140 120 100 80 60 40 20
0 196 198 200 202 204 LOGARITHMICSLOPE(mV/dec) 图22.对数斜率的分布 10661-022 HITS 10661-021 HITS ADL5303 160140120100 80604020 060 80 100 120 140 LOGARITHMICINTERCEPT(pA) 图23.对数截点的分布 10661-023 180 160 140 120 100 80 60 40 20
0 –20 –10
0 10 20 INPUTGUARDOFFSET(mV) 图24.输入防护失调电压VOFS的分布(VINPT–VSUM) 10661-024 HITS Rev.0|Page9of24 ADL5303 工作原理 基本概念 ADL5303采用先进的电路实现方案，利用了双极性晶体管的基极-射极电压(VBE)与集电极电流(Ic)之间的对数关系。
借助这些原理，施加于INPT引脚的输入电流IPD与出现在中间输出引脚VLOG的电压之间的关系如下： VLOG=VYlog10(IPD/IZ)
(1) 其中： VY为电压斜率(对于以10为底的对数，它也等于每10倍的电压V值)。
IZ是对数公式中的固定电流，称为截点。
在下例中，选择的比例将VY调整到200mV/10倍(10mV/dB)。
截点定位于100pA；当IPD为此值时，输出电压VLOG过零。
然而，实际的VLOG必须始终略高于地。
利用公式2计算任意IPD值对应的输出。
因此，当输入电流为25nA时， VLOG=0.2Vlog10(25nA/100pA)=0.4796V
(2) 实际应用中，斜率和截点均可更改为较高或较低的值，校准精度不会有明显损失，方法是利用一个或两个外部电阻，常常还要结合VREF上经过调整的2V基准电压。
光学测量 解读光电检测器的IPD电流与入射光功率的关系时，需要清楚反向偏置光电二极管的转换(光功率转电流)特性。
这种转换的单位表示为A/W，称为光电二极管的响应度ρ。
典型InGaAsPIN光电二极管的响应度约为0.9A/W。
必须注意，在纯电性电路中，电流和功率之间并不是这种比例关系。
电流作用于阻性负载时，会产生与电流的平方成比例的功率：P=I2R。
光电二极管之所以具有不同的比例关系，是因为反向偏置二极管中流动的IPD主要取决于PN结的固定内在电压，对外部偏置电压相对不敏感。
在检测器二极管中，功耗与IPD电流成正比，IPD与光功率POPT的关系得以保留。
IPD=ρPOPT
(3) 截点电流IZ与等效截点功率PZ之间存在同样的关系： IPZ=ρPZ
(4) 因此，公式1可改写为： VLOG=VYlog10(POPT/PZ)
(5) 对于以默认配置工作的ADL5303，如果二极管的响应度为0.9A/W，那么100pA的IZ对应于110pW的PZ。
因此，3mW的光功率产生 VLOG=0.2Vlog10(3mW/110pW)=1487V
(6) 注意，在光学应用中使用ADL5303时，VLOG输出被解读为等效光功率，此输出的对数斜率仍然是10mV/dB。
这可能会令人困惑，因为光学dB变化的意义不同于与电学dB变化的意义。
无论何种情况，对数斜率总是可以表示为 mV/10倍，这有助于消除混淆。
分贝比例 当功率水平用相对于某一参考水平的分贝值表示时(单位dBm，即参考1mW功率)，其实就已经执行了对数转换，上述表达式中的对数比变为简单的差值。
指定变量名称时应小心，因为P常被用来表示实际的功率以及相同功率的分贝值，但二者是完全不同的量。
带宽和噪声考虑 跨导线性对数放大器的响应时间和宽带噪声与信号电流IPD有关。
IPD降低时，带宽逐渐降低，主要原因是跨导线性器件的结电容效应。
图9显示了ADL5303在1nA到10mA的8个代表性电流下的交流响应，R1=750Ω，C1=1000pF。
R1和C1的值确保电路在全部160dB动态范围内保持稳定。
对于较小的子范围，可以使用更优的值。
为指定应用选择最佳输入网络元件值时，可能需要进行一定量的试错实验。
IPD与Q1的VBE相关的电压噪声频谱密度SNSD之间存在如下关系： 其中： S=14.7 NSD IPD
(7) SNSD的单位为nV/Hz。
IPD的单位为μ
A。
TA=25°
C。
Rev.0|Page10of24 输入为1nA时，SNSD计算结果约为0.5μV/√Hz；假设此电流时的带宽为20kHz，则积分噪声电压为70μVrms。
但是，该计算并不完整。
VBE的基本比例为3mV/dB，转换到10mV/dB，公式7预测的噪声必须乘以大约3.33。
此外还必须包括参考晶体管Q2和温度补偿电路相关的加性噪声效应。
VLOG引脚上的最终电压噪声频谱密度与IPD成反比，但不是简单的平方 ADL5303 根关系。
图10显示了VLOG输出端的实测噪声频谱密度与频率的关系，同样使用IPD的9级10倍间隔值。
芯片使能 PWDN引脚变为逻辑高电平时，ADL5303掉电。
禁用模式下的残余电源电流典型值为60μ
A。
Rev.0|Page11of24 ADL5303 使用ADL5303 在默认配置中(见图25)，围绕缓冲器的反馈路径中有一个2.5:1衰减器，它将VLOG引脚处的10mV/dB斜率提高到VOUT处的25mV/dB。
对于160dB的全部动态范围(80dB光学)，输出摆幅为4.0V。
使用建议的5V电源时，轨到轨输出级可以支持该摆幅。
VLOG与地之间的电容形成一个可选的单极点低通滤波器。
此引脚的电阻调整到5kΩ，因此可以实现精确的时间常数。
例如，CFLT=10nF时，−3dB转折频率为3.2kHz。
这种滤波可用来将输出噪声降至最低，尤其是当IPD很小时。
多极点滤波器的降噪效果更好。
VSUM与地之间的电容对降低此节点的噪声至关重要。
当不需要VPDB或VREF处的偏置电压时，这些引脚应保持断开状态。
斜率和截点调整 斜率和截点的选择取决于应用。
凭借ADL5303的多功能性，可以在两种常见情况下做出最佳选择。
第
一，它允许小于完整160dB的输入电流范围使用输出端可用的电压范围。
第
二，它允许该输出电压范围实现最佳定位，以适应后续ADC的输入能力。
在特殊应用中，可以实现非常高的斜率，如1V/10倍等，从而以高灵敏度测量较小子范围的IPD。
在VLOG与地之间添加一个分流电阻RS，可以无限制地降低斜率。
此引脚的电阻调整到5kΩ，因此更改后的斜率精度取 决于外部电阻。
其计算公式为： V=VYRS
(8) YRS+5kΩ 例如，使用RS=3kΩ时，斜率降至75mV/10倍或3.75mV/dB。
表4列出了合适的RS值选择及对应的斜率。
表
4.降低斜率示例RS(kΩ) 3515 VY(mV/10倍) 75100150 除了用于滤波器和比较器功能以外，缓冲滤波器还能用于调整斜率和截点，不过这需要数量极少的外部元件。
BFIN的高输入阻抗和该放大器的低输入失调电压、大输出摆幅、宽带宽特性，允许通过标准运放电路做法来实现对基本VLOG信号的各种转换。
例如，为了提高缓冲器的增益，从而提高斜率，VLOG与反相输入引脚BFNG之间应插入反馈电阻RA和RB，如图25所示。
VP VPS210 IPDVPDB NC52VSUM 3INPT C11nF C3100nF 4VSUM PDB PWDN16 BIAS VPS1 12 ADL5303 VREF VREF6NC ~10kΩ 0.5V TEMPERATURECOMPENSATION 5kΩ 200mV/DEC VLOG8 C7(CFILT) BFIN9 BFNG13 R18(RB)10kΩ R1750 R15(RA) 15
7 14 1115kΩ GND ACOM GND VOUT NC=NOCONNECT VOUT500mV/DEC 图25.基本连接(R15、R18、C7为可选元件；R1和C1为默认值) 10661-025 Rev.0|Page12of24 可以使用范围广泛的增益，电阻幅度不重要，其并联总和应与同相输入端的净源电阻大致相等。
使用高增益时，输出动态范围降低；对于4.8V的最大摆幅，它相当于4.8V/VY级10倍。
因此，使用3倍比率以设置30mV/dB(600mV/10倍)的斜率时，可以处理8级10倍，而使用5倍比率以设置50mV/dB(1V/10倍)的斜率时，动态范围为4.8级10倍或96dB。
使用较低电源电压时，计算方法相同，记住首先减去0.2V以为输出摆幅提供0.1V的上裕量和下裕量。
对数截点的更改稍微复杂一点。
首先应注意，很少需要将截点降至100pA以下，因为这只会使所有输出电压进一步高于地。
然而，确有需要时，第一步应提高电压VLOG，方法是在VLOG与VREF(2V)之间连接一个电阻RZ，如图26所示。
其效果是提升小输入的VLOG，同时在一定程度上降低斜率，因为RZ对5kΩ输出电阻有分流效应。
必要时，可以像之前一 . ADL5303 样使用缓冲器周围的反馈衰减器来提高斜率。
表5给出了结合不同斜率来降低截点的一些例子。
表
5.降低截点示例VY(mV/10倍)200200200300300300400400400500500500 IZ(pA)11050110501105011050 RA(kΩ)20.010.03.0110.08.066.6511.59.768.6616.514.313.0 RB(kΩ)10010010012.412.412.48.28.28.28.28.28.2 RZ(kΩ)2550165255016525501652550165 对表5使用以下公式： V=GV× RZ ×log IPD +
V × RLOG
(9) OUT
Y RZ+RLOG 10 IZ REFRLOG+RZ 其中，G=1+RA/RB，RLOG=5kΩ。
VP VPS210 IPDVPDB NC5 2VSUM 3INPT C11nF C3100nF 4VSUM PDB PWDN16 BIAS VPS1 12 ADL5303 VREF VREF6 ~10kΩ 0.5V VLOG 8TEMPERATURE COMPENSATION5kΩ BFIN9 BFNG13 R1750Ω 15GND 7ACOM 14GND 11VOUT R14(RZ)R18(RB)R15(RA) NC=NOCONNECT 图26.降低截点的方法 VOUT500mV/DEC 10661-026 Rev.0|Page13of24 ADL5303 一般而言，提高截点是有用的。
注意，这将会把图26中的VLOG线向右移动，降低所有输出值。
图27说明了如何提高截点。
缓冲器周围的反馈电阻RA和RB之外再增加一个电阻RZ，置于BFNG与VREF引脚之间。
添加第三个电阻可提高BFNG的零信号电压，从而降低VOUT。
注意，添加RZ电阻也会更改反馈比。
然而，反馈比的变化可通过网络设计轻松补偿。
表6列出了代表性截点的电阻值。
表
6.提高截点示例VY(mV/10倍)300300400400400500500500 IZ(nA)101001010050010100500 RA(kΩ)7.58.25109.769.7612.412.411.5 RB(kΩ)37.413016.525.536.512.416.520.0 RC(kΩ)24.918.225.516.213.324.916.512.4 对表6使用以下公式：
V =G
V ×log IPD =
V × RARB OUTY10IZREFRARB+RC(10) whereG=1+RAandRR=RA×RB. RBRC ABRA×RB VP VPS2 10 IPDVPDB NC52VSUM 3INPT C11nF C3100nF 4VSUM PDB PWDN 16 BIAS VPS1 12 ADL5303 VREF VREF
6 ~10kΩ 0.5V VLOG
8 TEMPERATURE COMPENSATION
5kΩ BFIN
9 BFNG 13 R1750 15
7 14 11 GND ACOM GND VOUT R13(RC) R18(RB)R15(RA) NC=NOCONNECT 图27.提高截点的方法 VOUT500mV/DEC 10661-027 Rev.0|Page14of24 低电源斜率和截点调整 当器件的电源电压低于4V时，有必要降低VLOG引脚处的斜率和截点，以使器件在整个160dB工作范围内都具有良好的对数一致性。
VLOG引脚的电压由内部电流源产生，其输出电流为40μA/10倍，作用于内部激光调整的5kΩ输出电阻。
当VLOG引脚的电压超过VP−2.3V时，电流源停止对电流的对数增加做出线性响应。
为了避免裕量问题，应降低VLOG引脚处的对数斜率和截点，并在VLOG引脚与地之间连接一个外部电阻RS，它与截点降低电阻RZ一起使用。
图28所示的值为3.0V正电源提供了一个很好的解决方案。
在VLOG测得的相应对数斜率为62.5mV/10倍，新截点为57fA。
原对数斜率200mV/10倍可以利用内部缓冲放大器上的电压增益恢复。
ADL5303 改变求和节点的电压 VSUM的默认值通过使用VREF(2V)的四分之一来确定。
这可以通过如下方式改变：将一个独立电压源施加于VSUM，或者在VREF与VSUM之间增加一个外部阻性分压器。
此网络与内部分压器(40kΩ和13.3kΩ)并行工作，选择外部电阻时应考虑这一点。
实际应用中，增加电阻串的总电阻可能低至10kΩ(从VREF消耗400μA)。
预期IPD值较大时，建议不要使用很小的VSUM值(因而VCE也很小)。
VP VPS210 IPDVPDB NC52VSUM 3INPT C11nF C3100nF 4VSUM PDB PWDN16 BIAS VPS1 12 ADL5303 VREF VREF6 ~10kΩ 0.5V VLOG 8TEMPERATURE COMPENSATION5kΩ BFIN9 BFNG13 R1750Ω 15GND 7ACOM 14GND 11VOUT R14(RZ)15.4kΩC7(RS)2.67kΩR18(RB)2.26kΩ R15(RA)4.98kΩ NC=NOCONNECT VOUT500mV/DEC 图28.低电源应用推荐电路 10661-028 Rev.0|Page15of24 ADL5303 使用自适应偏置对于多数光电二极管应用，阳极略高于地是可接受的，只要阴极的正向偏置足以支持特定二极管的峰值电流(主要受串联电阻限制)。
为解决这一问题，ADL5303提供一个随电流线性提高的二极管偏置。
此偏置电压出现在VPDB阴极，变化范围为0.6V(二极管反向偏置0.1V、IPD=100pA)至2.6V(二极管偏置2V、IPD=10mA)。
当光电二极管的串联电阻为200Ω时，这将产生0.1V的恒定内部结偏置电压。
对于宽动态范围的光功率测量，自适应偏置功能非常有用，可 以最大程度地减少暗电流，同时防止光电二极管偏置在高电流时发生损失。
自适应偏置功能的使用参见图29。
VPDB引脚处的光电二极管阴极与地之间的电容CPB用于降低此节点的阻抗，以便在ADL5303带宽较高时的电流水平下提高高频精度。
对光信号进行高频调制时，CPB还能确保提供高频路径；如果没有CPB，可能无法精确地获得平均值。
CPB不是在所有情况下都需要；为确定最佳值，可能需要进行实验。
VP VPS210 CPBR25LOCATION IPD C11nF C3100nF VPDB52VSUM3INPT4VSUM PDB PWDN16 BIAS VPS1 12 ADL5303 VREF VREF6NC ~10kΩ 0.5V TEMPERATURECOMPENSATION 5kΩ VLOG8 BFIN9 BFNG13 C7(CFILT) R18(RB)10kΩ R1 750 R15(RA) 15
7 14 11 15kΩ GND ACOM GND VOUT NC=NOCONNECT 图29.使用自适应偏置 VOUT500mV/DEC 10661-029 Rev.0|Page16of24 应用信息 借助施加于VSUM上的小偏移调零电压，可以精确测量较小的输入电压。
可以精确测量的最小电压仅受ADL5303输入失调漂移的限制。
该规格反映了器件在整个温度和电源电压范围内的最大失调。
在有限温度范围内并使用稳压电源，可以降低失调漂移，此时支持处理低至5mV的输入。
重新调整 使用非常大的截点在某些情况下可能有用。
本例中，截点上移4级10倍，从100pA的默认值提高到8级整10倍范围的中心1mA。
使用上述电压输入，这相当于电压模式截点VZ发生改变：对于RIN=1MΩ，它是1V。
为了充分利用更大的输出摆幅，缓冲器的增益提高到4.53，使得调整比例变为900mV/10倍，满量程输出为±3.6V。
斜率反转 缓冲器本质上是一个非专用运算放大器，可用来以多种方式支持ADL5303的操作。
不需要时，可以将它与信号链完全断开。
图30显示它用作反相放大器，这会改变斜率的极性。
将VREF的一小部分施加于BFIN引脚，可以将输出重新 ADL5303 定位为正值。
这幅简单的插头并未说明实际应用的完整设计，但讨论了如下几种情况。
例如，如果需要的斜率为−30mV/dB，则增益应为
3。
由于VLOG具有5kΩ的源电阻，因此RA必须为15kΩ。
将一个正偏移VOS施加于BFIN引脚，如图30所示。
相应的输出电压可以表示为：
V =− RA
V ×log IPD +
V (11) OUT5kΩ
Y 10 IZ OS 当增益设置为13(RA=5kΩ)时，2VVREF可以直接连到BFIN，此时输出响应的起点为4V。
然而，这种情况下的斜率仅为−0.2V/10倍，因此全电流范围仅将输出降低1.6V。
显然需要更高的斜率（或增益），此时将VOS设为较小的电压可避免低电流时的轨到轨输出。
如果VOS=1.2V且G=33，VOUT将从4.8V开始，以−0.6V/10倍的斜率降低至地，横跨IPD的全部范围。
VP . VPS2 PWDN VPS1 10 16 12 ADL5303 IPDVPDB NC5 PDB BIAS~10kΩ VREF0.5V VREF6NC C11nF C3100nF 2VSUM3INPT4VSUM VLOG
8 TEMPERATURE COMPENSATION BFIN 5kΩ
9 VOS BFNG 13 R1750Ω 15 GND
7 ACOM 14 GND 11 VOUT R15(RA) 10661-030 VOUT NC=NOCONNECT 图30.使用缓冲器反转斜率的极性 Rev.0|Page17of24 ADL5303 评估板 ADL5303提供评估板，其原理图如图31所示，电路板布局-参见图32和33。
它可以针对各种试验进行配置。
该板的工厂设置为光导模式，具有单位缓冲增益，斜率为10mV/dB，截点为100pA。
通过替换电阻和电容值，可用于评估数据手册中列出的所有应用电路。
加上最终的缓冲放大器便构成完整系统，它是一个非专用运算放大器，具有轨到轨输出能力、10MHz带宽和良好的负载驱动能力。
该缓冲器可用于实现多极点低通滤波器以便降低噪声。
它还有利于调整输出比例和截点(使用简单的电阻分压器网络和VREF引脚提供的2V输出)。
屏蔽和防护 与典型高阻抗运放电路的电压检测输入不同，降低电流检测电路中外部源的误差需要使用不同的方法。
对于高度敏感的对数放大器，泄漏可能是一个严重的误差源，特别是在其范围的低端。
例如，VSUM设为默认值0.5V时，从INPT输入到地的1GΩ泄漏路径将产生0.5nA偏移。
ADL5303评估板大量使用防护来降低低输入电平时的泄漏效应。
必须小心搬运和清洁ADL5303评估板，防止搬运和PCB清洗不当造成污染，导致漏电流。
ADL5303的电路板设计必须将EPAD连接到VSUM引脚，以便在敏感的INPT引脚周围提供连续的防护，降低表面污染的影响。
不熟悉低电平电流检测的设计人员，常犯的一个错误是连接一个高阻抗示波器探头或仪表来测量输入以进行调试。
这会引起显著的误差，因为这些探头的阻抗通常有1MΩ到 100MΩ，导致较大的电流流入/流出输入端，具体取决于偏置电压。
在需要测量1nA以下电流的仪器仪表应用中，常常使用三轴电缆和连接器来降低通过绝缘电介质的漏电流，在中间导体上形成从电流源到检测电路的连续防护。
此类防护电路不同于电压检测应用中使用的传统静电屏蔽。
静电屏蔽依赖低阻抗和电流自由流动的能力来降低屏蔽上感应产生的电压，此电容可以容性耦合到高阻抗输入端。
防护被有源驱动到与载流中间导体相同的电压，从而消除通过中间导体与地之间的电介质的漏电流。
除了从防护到外部屏蔽的漏电流之外，防护不会让其它电流流过。
防护通常仅连接到电缆的一端，因为任何流过防护的较大电流都可能感性耦合到中心导体。
使用ADL5303评估板，防护既可从外部电流源的防护驱动，也可从ADL5303的内部VSUM偏置驱动。
ADL5303评估板可以利用开关S1将连接到INPT输入的同轴电缆屏蔽偏置到标称VSUM电压，这需要仔细考虑电缆另一侧的环境。
例如，如果ADL5303评估板配置为VSUM=0.5VINPT同轴电缆的另一端连接到一个具有接地基准的仪表，则屏蔽将VSUM拉至地，并瓦解ADL5303的输入级。
屏蔽的电流源端悬空可提供低泄漏防护，但此时必须为信号电流提供单独的返回路径。
如果电缆电介质泄漏不是问题，INPT可以直接连到同轴电缆，通过屏蔽提供信号地。
Rev.0|Page18of24 ADL5303 图31.原理图Rev.0|Page19of24 AGND C2 1000PF 31 2S2 GND2 VPOS VPOS R1010kΩ GND1 GND2 R120Ω S1
3 R3
1 2 0Ω R20Ω R5 R7 DNI DNI R6 C3 DNI 0.1µ
F INPT R4 0ΩR1 750Ω C11000pF AGND AGND AGND R8DNI AGND VPDB R23 R24 0Ω 0Ω AGND R25OR(CPB)DNI DNI=NOTINSTALLEDINDEFAULTCONFIGURATION AGND R9DNIAGND AGND PAD16151413U1 PWDNGNDGND BFNG 1NC2VSUM3INPT4VSUM VPS112VOUT11VPS210BFIN9 VPDBVREFACOMVLOG 5678 R13(RC)DNI R14(RZ)DNI VREFR260Ω ACOM AGND VPOS R15(RA)15kΩ R160ΩR11DNI C60.1µ
F R18(RB)10kΩ AGNDAGND C50.1µ
F R210ΩR19DNI R200Ω BUFFER_OUT C80.1µ
F AGND AGND R17 R22 0Ω 0Ω C7(CFILTORRS)0.1µ
F VLOG_OUTAGND AGND 10661-031 ADL5303 10661-03210661-033 图32.器件侧布局图 图33.器件侧丝网图 表
7.评估板配置选项元件VPOS,AGNDS1 S2 R13(RC),R14(RZ) R5,R6,R7,R8,R9 功能 正电源和接地引脚。
. 器件使能。
S1在0位置时，PWDN引脚连接到地，ADL5303处于正常工作模式。
防护/屏蔽选项。
用于.输入和光电二极管偏置的SMA连接器的外壳可以设置为VSUM引脚上的电压，或者接地。
S2在0位置时，SMA外壳连接到VSUM。
截点调整。
可将一个.直流偏移电压施加于缓冲放大器的输入端，以调整有效对数截点。
偏置调整。
VSU.M和INPT引脚上的电压可以利用适当的电阻值进行调整。
R15(RA),R18(RB) 斜率调整。
C3C6R25(CPB)C5,C7(CFILTorRS),C8,R11,R16,R17,R19,R20R1,C1 VSUM去耦电容。
电源去耦电容。
. 光电二极管偏执器去耦。
提供.高频去耦。
输出滤波。
允许.实现多种滤波器配置， 从简单的RC低通滤波器到三极点Sallen-Key滤波器。
输入滤波。
在输入引脚INPT处提供重要的高频补偿。
R2,R3,R4,R23,R24,R21,R22,R12,R26 隔离跳线。
默认条件 S1=已安装 S2=已安装 R13=开路(尺寸0603)R14=开路(尺寸0603)R5、R6、R7=开路(尺寸0603)R8、R9=开路(尺寸0603)R15=15kΩ(尺寸0603)R18=10kΩ(尺寸0603)C3=0.1μF(尺寸0603)C6=0.1μF(尺寸0603)R25=开路(尺寸0603)R11、R19、C5=开路(尺寸0603)R16、R17、R20=0Ω(尺寸0603)C7,C8=0.1μF(尺寸0603)R1=750Ω(尺寸0402)C1=1nF(尺寸0603)全部=0Ω(尺寸0603) Rev.0|Page20of24 外形尺寸 PIN1INDICATOR 0.800.750.70 SEATINGPLANE 订购指南 型号
1 ADL5303ACPZ-R2ADL5303ACPZ-R7ADL5303ACPZ-RLADL5303-EVALZ 温度范围 −40°C至+85°C−40°C至+85°C−40°C至+85°
C 1Z=符合RoHS标准的器件。
ADL5303 3.103.00SQ2.90 TOPVIEW 0.50BSC 0.300.250.20 1312 161 EXPOSEDPAD PIN1INDICATOR 1.651.50SQ1.45
9 4 0.50
8 5 0.20MIN 0.40 BOTTOMVIEW 0.30 0.05MAX 0.02NOMCOPLANARITY0.08 0.20REF FORPROPERCONNECTIONOFTHEEXPOSEDPAD,REFERTOTHEPINCONFIGURATIONANDFUNCTIONDESCRIPTIONSSECTIONOFTHISDATASHEET. COMPLIANTTOJEDECSTANDARDSMO-220-WEED-
6. 图34.16引脚引脚架构芯片级封装[LFCSP_WQ]3mmx3mm，超薄四方体(CP-16-27)尺寸单位：mm 01-26-2012-
A 封装描述 16引脚LFCSP_WQ16引脚LFCSP_WQ，7"卷带和卷盘16引脚LFCSP_WQ，13"卷带和卷盘评估板 封装选项 CP-16-27CP-16-27CP-16-27 标识 H38H38H38 订购数量 25015005000 Rev.0|Page21of24 ADL5303注释 Rev.0|Page22of24 注释 ADL5303 Rev.0|Page23of24 ADL5303注释 ©2013AnalogDevices,Inc.Allrightsreserved.Trademarksandregisteredtrademarksarethepropertyoftheirrespectiveowners. D10661sc-0-1/13
(0) Rev.0|Page24of24
5 2 IPD
3 VSUMINPT VSUM
4 简化功能框图 VPS2 10 PDB PWDN 16 BIAS VPS1 12 ADL5303 VREF VREF
6 ~10kΩ 0.5V VLOG
8 TEMPERATURE COMPENSATION BFIN 5kΩ
9 BFNG 13 15 GND
7 ACOM 14 GND 图
1. 11 VOUT 概述 ADL5303是一款单芯片对数检波器，针对光纤系统中的低
频信号功率测量进行了优化，并提供多样、易用的极宽动态范围。
利用专有设计和精密激光调整，该器件还可实现宽测量范围和高精度特性。
它采用VPS5V正电源供电。
使用低电源电压时，可以更改对数斜率，以适应可用范围。
低静态电流和芯片禁用特性则有利于电池供电应用。
输入电流IPD流经比例优化NPN晶体管的集电极，于低失调JFET放大器附近连入反馈路径。
电流求和输入节点可在独立于电流的恒定电压下工作，默认电压值为0.5V，并且可在宽范围内对该电压进行调节。
提供自适应偏置方案，能够在极低的光输入水平下降低光电二极管的暗电流。
IPD=100pA时，VPDB引脚对光电二极管施加约0.1V的反向偏置电压；当IPD=10mA时，反向偏置线性上升到2.0V， 以便改善高功率水平下的响应时间。
VSUM保护引脚位于INPT输入引脚的侧面，在求和节点处跟踪电压变化。
将器件的裸露焊盘连接至VSUM引脚可提供一个持续的保护，最大程度减少进入INPT引脚的漏电流。
VLOG输出端对数斜率的默认值可通过内部5kΩ电阻设置。
外部分流电阻可降低对数斜率；缓冲器和一对外部反馈电 阻可升高对数斜率。
VLOG引脚端的额外电容可用作简易的低通滤波器。
中间电压VLOG通过输出级缓冲，其摆幅可以达到接地和正电源VPS的大约100mV以内，并提供±20mA的峰值电流驱动能力。
同时提供板载2V基准电压源，以便对截点进行重新定位。
跨导线性对数放大器的增量带宽由于输入 电流变小而降低。
IPD=1nA时，ADL5303的带宽约为2kHz，它随着IPD增大而提高，最大值为10MHz。
Rev.0 DocumentFeedback InformationfurnishedbyAnalogDevicesisbelievedtobeurateandreliable.However,no responsibilityisassumedbyAnalogDevicesforitsuse,norforanyinfringementsofpatentsorother rightsofthirdpartiesthatmayresultfromitsuse.Specicationssubjecttochangewithoutnotice.No licenseisgrantedbyimplicationorotherwiseunderanypatentorpatentrightsofAnalogDevices. Trademarksandregisteredtrademarksarethepropertyoftheirrespectiveowners. OneTechnologyWay,
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U.S.A. Tel:781.329.4700 ©2013AnalogDevices,Inc.Allrightsreserved. TechnicalSupport ADI中文版数据手册是英文版数据手册的译文，敬请谅解翻译中可能存在的语言组织或翻译错误，ADI不对翻译中存在的差异或由此产生的错误负责。
如需确认任何词语的准确性，请参考ADI提
供的最新英文版数据手册。
ADL5303 目录 产品特性.........................................................................................1
应用..................................................................................................
1简化功能框图................................................................................1概述..................................................................................................
1修订历史.........................................................................................2技术规格.........................................................................................3绝对最大额定值............................................................................
4
ESD警告.....................................................................................
10 修订历史 2013年1月—修订版0：初始版 带宽和噪声考虑.....................................................................
10芯片使能..................................................................................11使用ADL5303...............................................................................12斜率和截点调整.....................................................................12低电源斜率和截点调整.......................................................15改变求和节点的电压............................................................15使用自适应偏置.....................................................................16应用信息.......................................................................................17重新调整..................................................................................17斜率反转..................................................................................17评估板......................................................................................18屏蔽和防护.............................................................................18外形尺寸..................................................................................21订购指南.......................................................................................21 Rev.0|Page2of24 技术规格 除非另有说明，VPS=5V，GND、ACOM=0V，TA=25°C。
表
1. 参数 测试条件/注释 输入接口 引脚
3，INPT；引脚2和引脚
4，VSUM 额定电流范围 流向引脚
3 输入节点电压温度漂移输入守护失调电压光电二极管偏置2最小值跨阻对数输出斜率 截点 法则一致性误差 最大输出电压最小输出电压输出电阻基准输出电压WRT地 输出电阻输出缓冲 输入失调电压输入偏置电流增量输入电阻输出范围输出电阻宽带噪声3小信号带宽3压摆率掉电输入逻辑高电平状态逻辑低电平状态电源电源电压静态电流禁用状态下 内部预设；可以更改−40°C
9，BFIN；引脚13，BFNG；引脚11，VOUT 从引脚9或引脚13流出 RL=1kΩ接地 IPD>1μA(参见典型工作特性部分)IPD>1μA(参见典型工作特性部分)0.2V至4.8V输出摆幅引脚16，PWDN−40°C
3输出噪声和增量带宽是输入电流的函数，参见典型工作特性部分。
ADL5303 最小值1典型值最大值1单位 100 0.460.50.04 −20 pA 10 mA 0.54V mV/°
C +20mV 70100200 mVmV/mA 1952001936010035 0.050.11.60.14.955 205mV/dec207mV/dec140pA175pA0.25dB0.7dB VV5.05kΩ 1.9821.92
2 2.02V2.08V Ω −20 +20mV 0.4 μ
A 35 MΩ VPS−0.1
V 0.5 Ω
1 μV/√Hz 10 MHz 15 V/μs
2 V
1 V 3.054.560 5.5V5.6mA μ
A Rev.0|Page3of24 ADL5303 绝对最大额定值 表
2.参数VPS输入电流至INPT热数据，2层JEDEC板， 无气流(裸露焊盘焊接至PCB)θJAθJC最大功耗(裸露焊盘焊接至PCB)最高结温工作温度范围存储温度范围引脚温度(焊接60秒) 额定值6V20mA 61.6°C/W1.2°C/W0.6W125°C−40°C至+85°C−65°C至+150°C300°
C 注意，超出上述绝对最大额定值可能会导致器件永久性损坏。
这只是额定最值，并不能以这些条件或者在任何其它超出本技术规范操作章节中所示规格的条件下，推断器件能否正常工作。
长期在绝对最大额定值条件下工作会影响器件的可靠性。
ESD警告 ESD(静电放电)敏感器件。
带电器件和电路板可能会在没有察觉的情况下放电。
尽管本产品具有专利或专有保护电路，但在遇到高能量ESD时，器件可能会损坏。
因此，应当采取适当的ESD防范措施，以避免器件性能下降或功能丧失。
Rev.0|Page4of24 引脚配置和功能描述 16PWDN15GND14GND13BFNG NC1VSUM2 INPT3VSUM4 PIN1INDICATOR ADL5303 TOPVIEW(NottoScale) 12VPS111VOUT10VPS29BFIN ADL5303 VPDB5VREF6ACOM7VLOG8 表
3.引脚功能描述 引脚编号引脚名称
1 NC 2,
4 VSUM
3 INPT
5 VPDB 67891011121314,151617 VREFACOMVLOGBFINVPS2VOUTVPS1BFNGGNDPWDNEPAD NOTES1.PINSLABELEDNCCANBEALLOWEDTOFLOAT,BUT ITISBETTERTOCONNECTTHESEPINSTOGROUND.AVOIDROUTINGHIGHSPEEDSIGNALSTHROUGHTHESEPINSBECAUSENOISECOUPLINGMAYRESULT.2.EXPOSEDPAD.CONNECTTHEEXPOSEDPADTOTHEVSUMPINSTOPROVIDELOWLEAKAGEGUARD. 图
2.引脚配置 说明带有NC标识的引脚可浮空，但最好将这些引脚接地。
避免通过这些引脚路由高速信号，因为可能产生噪声耦合。
防护引脚。
VSUM用于屏蔽INPT电流线路。
光电二极管电流输入。
此引脚连接到光电二极管阳极(光电流流向INPT)。
光电二极管偏执器输出。
使用自适应偏置控制时，此引脚连接到光电二极管阴极；其它情况下，此引脚悬空。
2V基准电压输出。
模拟基准地。
对数前端处理器的输出。
ROUT=5kΩ接地。
缓冲放大器同相输入端(高阻抗)。
正电源VPS(3.0V至5.5V)。
缓冲输出；低阻抗。
正电源VPS(3.0V至5.5V)。
缓冲放大器反相输入端。
电源地连接。
掉电控制输入。
PWDN为低电平时，器件有效。
裸露焊盘。
应将裸露焊盘连接到VSUM引脚以确保低漏电流。
10661-002 Rev.0|Page5of24 10661-006 ADL5303 典型工作特性 VLOG(V) 1.6–40°C 1.4++2855°°CC 1.2 1.0 0.8 0.6 0.4 0.2 0100p1n 10n100n1µ10µ100µ1m10mIPD(A) 图
3.VLOG与IPD的关系 ERROR(dB)10mV/dBSCALE 2.0 1.5 1.0 0.5+25°C
0 –0.5–1.0–40°
C +85°
C –1.5 –2.0100p1n 10n100n1µ10µ100µ1m10mIPD(A) 图
4.VLOG的对数一致性(线性度) 1.04.5V5.0V5.5V 0.5 ERROR(dB)10mV/dBSCALE
0 –0.5 –1.0100p1n 10n100n1µ10µ100µ1m10mIPD(A) 图
5.多种电源电压下相对于VLOG标称额定值的绝对偏差(25°C) 10661-005 10661-004 10661-003 VOUT(V) VPDB(V) VSUM(V) 0.510TA=–40°
C,+25°
C,+85°C 0.508 0.506 0.5040.502 –40°
C +25°C+85°
C 0.500100p1n 10n100n1µ10µ100µ1m10mIPD(A) 图
6.VSUM与IPD的关系 2.8+85°C 2.6+–4205°°CC2.42.22.01.81.61.41.21.00.80.6 012345678910IPD(mA) 图
7.VPDB与IPD的关系 2.4TA=–40°
C,+25°
C,+85°C 2.2VP=3.0V 2.0 1.8–40°
C 1.6 1.4+25°C+85°C 1.2 1.0 0.8 0.6100p 1n10n100n1µ10µ100µ1mIPD(A) 图8.3V单电源的对数一致性(线性度) 1.251.000.750.500.250–0.25–0.50–0.75–1.0010m 10661-007 ERROR((dB)(10mV/dB)) 10661-008 Rev.0|Page6of24 10 10nA 100nA1µ
A 10µ
A 0 100µ
A 1nA10mA–10 1mA–20 NORMALIZEDRESPONSE(dB) –30 –40 –50 –60 –70 100 1k 10k 100k 1M 10M 100M FREQUENCY(Hz) 图
9.小信号交流响应，IPD对VLOG(频率范围内IPD的5%正弦调制) 10010kHz 10 100kHz (µVrms/√Hz)
1 1kHz 0.1 1MHz 100Hz 0.011n 10n100n 1µ 10µ100µ1m IPD(A) 10m 图10.VLOG下的散粒噪声频谱密度与IPD的关系 1001nA 1010nA100nA 1 0.1 1µA 10µA>100µ
A (µVrms/√Hz) 0.01100 1k 10k 100k 1M 10M FREQUENCY(Hz) 图11.VLOG下的散粒噪声频谱密度与频率的关系 10661-011 NORMALIZEDRESPONSE(dB) 10661-010 NORMALIZEDRESPONSE(dB) 10661-009 WIDEBANDNOISE(mVrms) ADL5303 10661-012 10
9 8
7 6
5 4
3 2
1 0 1n 10n100n 1µ 10µ100µ 1m 10m INPUTCURRENT(A) 图12.VLOG下的总宽带噪声电压与IPD的关系 3GAIN=1×,2×,2.5×,5×
0 AV=
5 AV=
1 –3AV=2.5 –6AV=
2 –9 10661-013 –12100 1k 10k 100k 1M 10M FREQUENCY(Hz) 图13.缓冲器的小信号响应 100M 10fC=1kHz –10
0 –20 –30 –40 –50 –60 –7010 100 1k 10k FREQUENCY(Hz) 100k 图14.用作双极点滤波器的缓冲器的小信号响应 10661-014 Rev.0|Page7of24 10661-018 ADL5303 ERROR(dB)((10mV/dB)) 2.0TA=25°C 1.5 1.0 0.5 MEAN+3σ
0 –0.5 MEAN–3σ –1.0 –1.5 –2.0100p1n 10n100n1µ10µ100µ1m10mINPUT(A) 图15.对数一致性误差分布(均值任一侧3σ) ERROR((dB)(10mV/dB)) 5TA=0°C,70°C
4 3 2MEAN+3σ@70°C
1 0 MEAN±3σ@0°
C –1MEAN–3σ@70°
C –2 –
3 –
4 –5100p1n 10n100n1µ10µ100µ1m10mINPUT(A) 图16.对数一致性误差分布(均值任一侧3σ) ERROR((dB)(10mV/dB)) 5TA=–40°
C,+85°C 4MEAN+3σ@–40°C
3 2
1 0 MEAN±3σ@+85°
C –
1 –
2 –3MEAN–3σ@–40°C–
4 –5100p1n 10n100n1µ10µ100µ1m10mINPUT(A) 图17.对数一致性误差分布(均值任一侧3σ) 10661-017 10661-016 10661-015 INTERCEPTCHANGEFROM25°C(pA) SLOPECHANGEFROM25°C(mV/dec) VREFDRIFT(mV) 20 15MEAN+3σ 10 5
0 –5 –10 –15MEAN–3σ –20 –25 –30–40–30–20–100102030405060708090TEMPERATURE(°C) 图18.VREF漂移与温度的关系(均值任一侧3σ)
3 2MEAN+3σ
1 0 –
1 –
2 –
3 MEAN–3σ –
4 –5–40–30–20–100102030405060708090 TEMPERATURE(°C) 图19.斜率漂移与温度的关系(均值任一侧3σ) 40 30MEAN+3σ 20 10
0 –10 –20 –30 MEAN–3σ –40 –50–40–30–20–100102030405060708090TEMPERATURE(°C) 图20.截点漂移与温度的关系(均值任一侧3σ) 10661-019 10661-020 Rev.0|Page8of24 VosDRIFT(mV)
8 6
4 MEAN+3σ
2 0 –2MEAN–3σ –
4 –6–40–30–20–100102030405060708090 TEMPERATURE(°C) 图21.输出缓冲器失调电压与温度的关系(均值任一侧3σ) 180 160 140 120 100 80 60 40 20
0 196 198 200 202 204 LOGARITHMICSLOPE(mV/dec) 图22.对数斜率的分布 10661-022 HITS 10661-021 HITS ADL5303 160140120100 80604020 060 80 100 120 140 LOGARITHMICINTERCEPT(pA) 图23.对数截点的分布 10661-023 180 160 140 120 100 80 60 40 20
0 –20 –10
0 10 20 INPUTGUARDOFFSET(mV) 图24.输入防护失调电压VOFS的分布(VINPT–VSUM) 10661-024 HITS Rev.0|Page9of24 ADL5303 工作原理 基本概念 ADL5303采用先进的电路实现方案，利用了双极性晶体管的基极-射极电压(VBE)与集电极电流(Ic)之间的对数关系。
借助这些原理，施加于INPT引脚的输入电流IPD与出现在中间输出引脚VLOG的电压之间的关系如下： VLOG=VYlog10(IPD/IZ)
(1) 其中： VY为电压斜率(对于以10为底的对数，它也等于每10倍的电压V值)。
IZ是对数公式中的固定电流，称为截点。
在下例中，选择的比例将VY调整到200mV/10倍(10mV/dB)。
截点定位于100pA；当IPD为此值时，输出电压VLOG过零。
然而，实际的VLOG必须始终略高于地。
利用公式2计算任意IPD值对应的输出。
因此，当输入电流为25nA时， VLOG=0.2Vlog10(25nA/100pA)=0.4796V
(2) 实际应用中，斜率和截点均可更改为较高或较低的值，校准精度不会有明显损失，方法是利用一个或两个外部电阻，常常还要结合VREF上经过调整的2V基准电压。
光学测量 解读光电检测器的IPD电流与入射光功率的关系时，需要清楚反向偏置光电二极管的转换(光功率转电流)特性。
这种转换的单位表示为A/W，称为光电二极管的响应度ρ。
典型InGaAsPIN光电二极管的响应度约为0.9A/W。
必须注意，在纯电性电路中，电流和功率之间并不是这种比例关系。
电流作用于阻性负载时，会产生与电流的平方成比例的功率：P=I2R。
光电二极管之所以具有不同的比例关系，是因为反向偏置二极管中流动的IPD主要取决于PN结的固定内在电压，对外部偏置电压相对不敏感。
在检测器二极管中，功耗与IPD电流成正比，IPD与光功率POPT的关系得以保留。
IPD=ρPOPT
(3) 截点电流IZ与等效截点功率PZ之间存在同样的关系： IPZ=ρPZ
(4) 因此，公式1可改写为： VLOG=VYlog10(POPT/PZ)
(5) 对于以默认配置工作的ADL5303，如果二极管的响应度为0.9A/W，那么100pA的IZ对应于110pW的PZ。
因此，3mW的光功率产生 VLOG=0.2Vlog10(3mW/110pW)=1487V
(6) 注意，在光学应用中使用ADL5303时，VLOG输出被解读为等效光功率，此输出的对数斜率仍然是10mV/dB。
这可能会令人困惑，因为光学dB变化的意义不同于与电学dB变化的意义。
无论何种情况，对数斜率总是可以表示为 mV/10倍，这有助于消除混淆。
分贝比例 当功率水平用相对于某一参考水平的分贝值表示时(单位dBm，即参考1mW功率)，其实就已经执行了对数转换，上述表达式中的对数比变为简单的差值。
指定变量名称时应小心，因为P常被用来表示实际的功率以及相同功率的分贝值，但二者是完全不同的量。
带宽和噪声考虑 跨导线性对数放大器的响应时间和宽带噪声与信号电流IPD有关。
IPD降低时，带宽逐渐降低，主要原因是跨导线性器件的结电容效应。
图9显示了ADL5303在1nA到10mA的8个代表性电流下的交流响应，R1=750Ω，C1=1000pF。
R1和C1的值确保电路在全部160dB动态范围内保持稳定。
对于较小的子范围，可以使用更优的值。
为指定应用选择最佳输入网络元件值时，可能需要进行一定量的试错实验。
IPD与Q1的VBE相关的电压噪声频谱密度SNSD之间存在如下关系： 其中： S=14.7 NSD IPD
(7) SNSD的单位为nV/Hz。
IPD的单位为μ
A。
TA=25°
C。
Rev.0|Page10of24 输入为1nA时，SNSD计算结果约为0.5μV/√Hz；假设此电流时的带宽为20kHz，则积分噪声电压为70μVrms。
但是，该计算并不完整。
VBE的基本比例为3mV/dB，转换到10mV/dB，公式7预测的噪声必须乘以大约3.33。
此外还必须包括参考晶体管Q2和温度补偿电路相关的加性噪声效应。
VLOG引脚上的最终电压噪声频谱密度与IPD成反比，但不是简单的平方 ADL5303 根关系。
图10显示了VLOG输出端的实测噪声频谱密度与频率的关系，同样使用IPD的9级10倍间隔值。
芯片使能 PWDN引脚变为逻辑高电平时，ADL5303掉电。
禁用模式下的残余电源电流典型值为60μ
A。
Rev.0|Page11of24 ADL5303 使用ADL5303 在默认配置中(见图25)，围绕缓冲器的反馈路径中有一个2.5:1衰减器，它将VLOG引脚处的10mV/dB斜率提高到VOUT处的25mV/dB。
对于160dB的全部动态范围(80dB光学)，输出摆幅为4.0V。
使用建议的5V电源时，轨到轨输出级可以支持该摆幅。
VLOG与地之间的电容形成一个可选的单极点低通滤波器。
此引脚的电阻调整到5kΩ，因此可以实现精确的时间常数。
例如，CFLT=10nF时，−3dB转折频率为3.2kHz。
这种滤波可用来将输出噪声降至最低，尤其是当IPD很小时。
多极点滤波器的降噪效果更好。
VSUM与地之间的电容对降低此节点的噪声至关重要。
当不需要VPDB或VREF处的偏置电压时，这些引脚应保持断开状态。
斜率和截点调整 斜率和截点的选择取决于应用。
凭借ADL5303的多功能性，可以在两种常见情况下做出最佳选择。
第
一，它允许小于完整160dB的输入电流范围使用输出端可用的电压范围。
第
二，它允许该输出电压范围实现最佳定位，以适应后续ADC的输入能力。
在特殊应用中，可以实现非常高的斜率，如1V/10倍等，从而以高灵敏度测量较小子范围的IPD。
在VLOG与地之间添加一个分流电阻RS，可以无限制地降低斜率。
此引脚的电阻调整到5kΩ，因此更改后的斜率精度取 决于外部电阻。
其计算公式为： V=VYRS
(8) YRS+5kΩ 例如，使用RS=3kΩ时，斜率降至75mV/10倍或3.75mV/dB。
表4列出了合适的RS值选择及对应的斜率。
表
4.降低斜率示例RS(kΩ) 3515 VY(mV/10倍) 75100150 除了用于滤波器和比较器功能以外，缓冲滤波器还能用于调整斜率和截点，不过这需要数量极少的外部元件。
BFIN的高输入阻抗和该放大器的低输入失调电压、大输出摆幅、宽带宽特性，允许通过标准运放电路做法来实现对基本VLOG信号的各种转换。
例如，为了提高缓冲器的增益，从而提高斜率，VLOG与反相输入引脚BFNG之间应插入反馈电阻RA和RB，如图25所示。
VP VPS210 IPDVPDB NC52VSUM 3INPT C11nF C3100nF 4VSUM PDB PWDN16 BIAS VPS1 12 ADL5303 VREF VREF6NC ~10kΩ 0.5V TEMPERATURECOMPENSATION 5kΩ 200mV/DEC VLOG8 C7(CFILT) BFIN9 BFNG13 R18(RB)10kΩ R1750 R15(RA) 15
7 14 1115kΩ GND ACOM GND VOUT NC=NOCONNECT VOUT500mV/DEC 图25.基本连接(R15、R18、C7为可选元件；R1和C1为默认值) 10661-025 Rev.0|Page12of24 可以使用范围广泛的增益，电阻幅度不重要，其并联总和应与同相输入端的净源电阻大致相等。
使用高增益时，输出动态范围降低；对于4.8V的最大摆幅，它相当于4.8V/VY级10倍。
因此，使用3倍比率以设置30mV/dB(600mV/10倍)的斜率时，可以处理8级10倍，而使用5倍比率以设置50mV/dB(1V/10倍)的斜率时，动态范围为4.8级10倍或96dB。
使用较低电源电压时，计算方法相同，记住首先减去0.2V以为输出摆幅提供0.1V的上裕量和下裕量。
对数截点的更改稍微复杂一点。
首先应注意，很少需要将截点降至100pA以下，因为这只会使所有输出电压进一步高于地。
然而，确有需要时，第一步应提高电压VLOG，方法是在VLOG与VREF(2V)之间连接一个电阻RZ，如图26所示。
其效果是提升小输入的VLOG，同时在一定程度上降低斜率，因为RZ对5kΩ输出电阻有分流效应。
必要时，可以像之前一 . ADL5303 样使用缓冲器周围的反馈衰减器来提高斜率。
表5给出了结合不同斜率来降低截点的一些例子。
表
5.降低截点示例VY(mV/10倍)200200200300300300400400400500500500 IZ(pA)11050110501105011050 RA(kΩ)20.010.03.0110.08.066.6511.59.768.6616.514.313.0 RB(kΩ)10010010012.412.412.48.28.28.28.28.28.2 RZ(kΩ)2550165255016525501652550165 对表5使用以下公式： V=GV× RZ ×log IPD +
V × RLOG
(9) OUT
Y RZ+RLOG 10 IZ REFRLOG+RZ 其中，G=1+RA/RB，RLOG=5kΩ。
VP VPS210 IPDVPDB NC5 2VSUM 3INPT C11nF C3100nF 4VSUM PDB PWDN16 BIAS VPS1 12 ADL5303 VREF VREF6 ~10kΩ 0.5V VLOG 8TEMPERATURE COMPENSATION5kΩ BFIN9 BFNG13 R1750Ω 15GND 7ACOM 14GND 11VOUT R14(RZ)R18(RB)R15(RA) NC=NOCONNECT 图26.降低截点的方法 VOUT500mV/DEC 10661-026 Rev.0|Page13of24 ADL5303 一般而言，提高截点是有用的。
注意，这将会把图26中的VLOG线向右移动，降低所有输出值。
图27说明了如何提高截点。
缓冲器周围的反馈电阻RA和RB之外再增加一个电阻RZ，置于BFNG与VREF引脚之间。
添加第三个电阻可提高BFNG的零信号电压，从而降低VOUT。
注意，添加RZ电阻也会更改反馈比。
然而，反馈比的变化可通过网络设计轻松补偿。
表6列出了代表性截点的电阻值。
表
6.提高截点示例VY(mV/10倍)300300400400400500500500 IZ(nA)101001010050010100500 RA(kΩ)7.58.25109.769.7612.412.411.5 RB(kΩ)37.413016.525.536.512.416.520.0 RC(kΩ)24.918.225.516.213.324.916.512.4 对表6使用以下公式：
V =G
V ×log IPD =
V × RARB OUTY10IZREFRARB+RC(10) whereG=1+RAandRR=RA×RB. RBRC ABRA×RB VP VPS2 10 IPDVPDB NC52VSUM 3INPT C11nF C3100nF 4VSUM PDB PWDN 16 BIAS VPS1 12 ADL5303 VREF VREF
6 ~10kΩ 0.5V VLOG
8 TEMPERATURE COMPENSATION
5kΩ BFIN
9 BFNG 13 R1750 15
7 14 11 GND ACOM GND VOUT R13(RC) R18(RB)R15(RA) NC=NOCONNECT 图27.提高截点的方法 VOUT500mV/DEC 10661-027 Rev.0|Page14of24 低电源斜率和截点调整 当器件的电源电压低于4V时，有必要降低VLOG引脚处的斜率和截点，以使器件在整个160dB工作范围内都具有良好的对数一致性。
VLOG引脚的电压由内部电流源产生，其输出电流为40μA/10倍，作用于内部激光调整的5kΩ输出电阻。
当VLOG引脚的电压超过VP−2.3V时，电流源停止对电流的对数增加做出线性响应。
为了避免裕量问题，应降低VLOG引脚处的对数斜率和截点，并在VLOG引脚与地之间连接一个外部电阻RS，它与截点降低电阻RZ一起使用。
图28所示的值为3.0V正电源提供了一个很好的解决方案。
在VLOG测得的相应对数斜率为62.5mV/10倍，新截点为57fA。
原对数斜率200mV/10倍可以利用内部缓冲放大器上的电压增益恢复。
ADL5303 改变求和节点的电压 VSUM的默认值通过使用VREF(2V)的四分之一来确定。
这可以通过如下方式改变：将一个独立电压源施加于VSUM，或者在VREF与VSUM之间增加一个外部阻性分压器。
此网络与内部分压器(40kΩ和13.3kΩ)并行工作，选择外部电阻时应考虑这一点。
实际应用中，增加电阻串的总电阻可能低至10kΩ(从VREF消耗400μA)。
预期IPD值较大时，建议不要使用很小的VSUM值(因而VCE也很小)。
VP VPS210 IPDVPDB NC52VSUM 3INPT C11nF C3100nF 4VSUM PDB PWDN16 BIAS VPS1 12 ADL5303 VREF VREF6 ~10kΩ 0.5V VLOG 8TEMPERATURE COMPENSATION5kΩ BFIN9 BFNG13 R1750Ω 15GND 7ACOM 14GND 11VOUT R14(RZ)15.4kΩC7(RS)2.67kΩR18(RB)2.26kΩ R15(RA)4.98kΩ NC=NOCONNECT VOUT500mV/DEC 图28.低电源应用推荐电路 10661-028 Rev.0|Page15of24 ADL5303 使用自适应偏置对于多数光电二极管应用，阳极略高于地是可接受的，只要阴极的正向偏置足以支持特定二极管的峰值电流(主要受串联电阻限制)。
为解决这一问题，ADL5303提供一个随电流线性提高的二极管偏置。
此偏置电压出现在VPDB阴极，变化范围为0.6V(二极管反向偏置0.1V、IPD=100pA)至2.6V(二极管偏置2V、IPD=10mA)。
当光电二极管的串联电阻为200Ω时，这将产生0.1V的恒定内部结偏置电压。
对于宽动态范围的光功率测量，自适应偏置功能非常有用，可 以最大程度地减少暗电流，同时防止光电二极管偏置在高电流时发生损失。
自适应偏置功能的使用参见图29。
VPDB引脚处的光电二极管阴极与地之间的电容CPB用于降低此节点的阻抗，以便在ADL5303带宽较高时的电流水平下提高高频精度。
对光信号进行高频调制时，CPB还能确保提供高频路径；如果没有CPB，可能无法精确地获得平均值。
CPB不是在所有情况下都需要；为确定最佳值，可能需要进行实验。
VP VPS210 CPBR25LOCATION IPD C11nF C3100nF VPDB52VSUM3INPT4VSUM PDB PWDN16 BIAS VPS1 12 ADL5303 VREF VREF6NC ~10kΩ 0.5V TEMPERATURECOMPENSATION 5kΩ VLOG8 BFIN9 BFNG13 C7(CFILT) R18(RB)10kΩ R1 750 R15(RA) 15
7 14 11 15kΩ GND ACOM GND VOUT NC=NOCONNECT 图29.使用自适应偏置 VOUT500mV/DEC 10661-029 Rev.0|Page16of24 应用信息 借助施加于VSUM上的小偏移调零电压，可以精确测量较小的输入电压。
可以精确测量的最小电压仅受ADL5303输入失调漂移的限制。
该规格反映了器件在整个温度和电源电压范围内的最大失调。
在有限温度范围内并使用稳压电源，可以降低失调漂移，此时支持处理低至5mV的输入。
重新调整 使用非常大的截点在某些情况下可能有用。
本例中，截点上移4级10倍，从100pA的默认值提高到8级整10倍范围的中心1mA。
使用上述电压输入，这相当于电压模式截点VZ发生改变：对于RIN=1MΩ，它是1V。
为了充分利用更大的输出摆幅，缓冲器的增益提高到4.53，使得调整比例变为900mV/10倍，满量程输出为±3.6V。
斜率反转 缓冲器本质上是一个非专用运算放大器，可用来以多种方式支持ADL5303的操作。
不需要时，可以将它与信号链完全断开。
图30显示它用作反相放大器，这会改变斜率的极性。
将VREF的一小部分施加于BFIN引脚，可以将输出重新 ADL5303 定位为正值。
这幅简单的插头并未说明实际应用的完整设计，但讨论了如下几种情况。
例如，如果需要的斜率为−30mV/dB，则增益应为
3。
由于VLOG具有5kΩ的源电阻，因此RA必须为15kΩ。
将一个正偏移VOS施加于BFIN引脚，如图30所示。
相应的输出电压可以表示为：
V =− RA
V ×log IPD +
V (11) OUT5kΩ
Y 10 IZ OS 当增益设置为13(RA=5kΩ)时，2VVREF可以直接连到BFIN，此时输出响应的起点为4V。
然而，这种情况下的斜率仅为−0.2V/10倍，因此全电流范围仅将输出降低1.6V。
显然需要更高的斜率（或增益），此时将VOS设为较小的电压可避免低电流时的轨到轨输出。
如果VOS=1.2V且G=33，VOUT将从4.8V开始，以−0.6V/10倍的斜率降低至地，横跨IPD的全部范围。
VP . VPS2 PWDN VPS1 10 16 12 ADL5303 IPDVPDB NC5 PDB BIAS~10kΩ VREF0.5V VREF6NC C11nF C3100nF 2VSUM3INPT4VSUM VLOG
8 TEMPERATURE COMPENSATION BFIN 5kΩ
9 VOS BFNG 13 R1750Ω 15 GND
7 ACOM 14 GND 11 VOUT R15(RA) 10661-030 VOUT NC=NOCONNECT 图30.使用缓冲器反转斜率的极性 Rev.0|Page17of24 ADL5303 评估板 ADL5303提供评估板，其原理图如图31所示，电路板布局-参见图32和33。
它可以针对各种试验进行配置。
该板的工厂设置为光导模式，具有单位缓冲增益，斜率为10mV/dB，截点为100pA。
通过替换电阻和电容值，可用于评估数据手册中列出的所有应用电路。
加上最终的缓冲放大器便构成完整系统，它是一个非专用运算放大器，具有轨到轨输出能力、10MHz带宽和良好的负载驱动能力。
该缓冲器可用于实现多极点低通滤波器以便降低噪声。
它还有利于调整输出比例和截点(使用简单的电阻分压器网络和VREF引脚提供的2V输出)。
屏蔽和防护 与典型高阻抗运放电路的电压检测输入不同，降低电流检测电路中外部源的误差需要使用不同的方法。
对于高度敏感的对数放大器，泄漏可能是一个严重的误差源，特别是在其范围的低端。
例如，VSUM设为默认值0.5V时，从INPT输入到地的1GΩ泄漏路径将产生0.5nA偏移。
ADL5303评估板大量使用防护来降低低输入电平时的泄漏效应。
必须小心搬运和清洁ADL5303评估板，防止搬运和PCB清洗不当造成污染，导致漏电流。
ADL5303的电路板设计必须将EPAD连接到VSUM引脚，以便在敏感的INPT引脚周围提供连续的防护，降低表面污染的影响。
不熟悉低电平电流检测的设计人员，常犯的一个错误是连接一个高阻抗示波器探头或仪表来测量输入以进行调试。
这会引起显著的误差，因为这些探头的阻抗通常有1MΩ到 100MΩ，导致较大的电流流入/流出输入端，具体取决于偏置电压。
在需要测量1nA以下电流的仪器仪表应用中，常常使用三轴电缆和连接器来降低通过绝缘电介质的漏电流，在中间导体上形成从电流源到检测电路的连续防护。
此类防护电路不同于电压检测应用中使用的传统静电屏蔽。
静电屏蔽依赖低阻抗和电流自由流动的能力来降低屏蔽上感应产生的电压，此电容可以容性耦合到高阻抗输入端。
防护被有源驱动到与载流中间导体相同的电压，从而消除通过中间导体与地之间的电介质的漏电流。
除了从防护到外部屏蔽的漏电流之外，防护不会让其它电流流过。
防护通常仅连接到电缆的一端，因为任何流过防护的较大电流都可能感性耦合到中心导体。
使用ADL5303评估板，防护既可从外部电流源的防护驱动，也可从ADL5303的内部VSUM偏置驱动。
ADL5303评估板可以利用开关S1将连接到INPT输入的同轴电缆屏蔽偏置到标称VSUM电压，这需要仔细考虑电缆另一侧的环境。
例如，如果ADL5303评估板配置为VSUM=0.5VINPT同轴电缆的另一端连接到一个具有接地基准的仪表，则屏蔽将VSUM拉至地，并瓦解ADL5303的输入级。
屏蔽的电流源端悬空可提供低泄漏防护，但此时必须为信号电流提供单独的返回路径。
如果电缆电介质泄漏不是问题，INPT可以直接连到同轴电缆，通过屏蔽提供信号地。
Rev.0|Page18of24 ADL5303 图31.原理图Rev.0|Page19of24 AGND C2 1000PF 31 2S2 GND2 VPOS VPOS R1010kΩ GND1 GND2 R120Ω S1
3 R3
1 2 0Ω R20Ω R5 R7 DNI DNI R6 C3 DNI 0.1µ
F INPT R4 0ΩR1 750Ω C11000pF AGND AGND AGND R8DNI AGND VPDB R23 R24 0Ω 0Ω AGND R25OR(CPB)DNI DNI=NOTINSTALLEDINDEFAULTCONFIGURATION AGND R9DNIAGND AGND PAD16151413U1 PWDNGNDGND BFNG 1NC2VSUM3INPT4VSUM VPS112VOUT11VPS210BFIN9 VPDBVREFACOMVLOG 5678 R13(RC)DNI R14(RZ)DNI VREFR260Ω ACOM AGND VPOS R15(RA)15kΩ R160ΩR11DNI C60.1µ
F R18(RB)10kΩ AGNDAGND C50.1µ
F R210ΩR19DNI R200Ω BUFFER_OUT C80.1µ
F AGND AGND R17 R22 0Ω 0Ω C7(CFILTORRS)0.1µ
F VLOG_OUTAGND AGND 10661-031 ADL5303 10661-03210661-033 图32.器件侧布局图 图33.器件侧丝网图 表
7.评估板配置选项元件VPOS,AGNDS1 S2 R13(RC),R14(RZ) R5,R6,R7,R8,R9 功能 正电源和接地引脚。
. 器件使能。
S1在0位置时，PWDN引脚连接到地，ADL5303处于正常工作模式。
防护/屏蔽选项。
用于.输入和光电二极管偏置的SMA连接器的外壳可以设置为VSUM引脚上的电压，或者接地。
S2在0位置时，SMA外壳连接到VSUM。
截点调整。
可将一个.直流偏移电压施加于缓冲放大器的输入端，以调整有效对数截点。
偏置调整。
VSU.M和INPT引脚上的电压可以利用适当的电阻值进行调整。
R15(RA),R18(RB) 斜率调整。
C3C6R25(CPB)C5,C7(CFILTorRS),C8,R11,R16,R17,R19,R20R1,C1 VSUM去耦电容。
电源去耦电容。
. 光电二极管偏执器去耦。
提供.高频去耦。
输出滤波。
允许.实现多种滤波器配置， 从简单的RC低通滤波器到三极点Sallen-Key滤波器。
输入滤波。
在输入引脚INPT处提供重要的高频补偿。
R2,R3,R4,R23,R24,R21,R22,R12,R26 隔离跳线。
默认条件 S1=已安装 S2=已安装 R13=开路(尺寸0603)R14=开路(尺寸0603)R5、R6、R7=开路(尺寸0603)R8、R9=开路(尺寸0603)R15=15kΩ(尺寸0603)R18=10kΩ(尺寸0603)C3=0.1μF(尺寸0603)C6=0.1μF(尺寸0603)R25=开路(尺寸0603)R11、R19、C5=开路(尺寸0603)R16、R17、R20=0Ω(尺寸0603)C7,C8=0.1μF(尺寸0603)R1=750Ω(尺寸0402)C1=1nF(尺寸0603)全部=0Ω(尺寸0603) Rev.0|Page20of24 外形尺寸 PIN1INDICATOR 0.800.750.70 SEATINGPLANE 订购指南 型号
1 ADL5303ACPZ-R2ADL5303ACPZ-R7ADL5303ACPZ-RLADL5303-EVALZ 温度范围 −40°C至+85°C−40°C至+85°C−40°C至+85°
C 1Z=符合RoHS标准的器件。
ADL5303 3.103.00SQ2.90 TOPVIEW 0.50BSC 0.300.250.20 1312 161 EXPOSEDPAD PIN1INDICATOR 1.651.50SQ1.45
9 4 0.50
8 5 0.20MIN 0.40 BOTTOMVIEW 0.30 0.05MAX 0.02NOMCOPLANARITY0.08 0.20REF FORPROPERCONNECTIONOFTHEEXPOSEDPAD,REFERTOTHEPINCONFIGURATIONANDFUNCTIONDESCRIPTIONSSECTIONOFTHISDATASHEET. COMPLIANTTOJEDECSTANDARDSMO-220-WEED-
6. 图34.16引脚引脚架构芯片级封装[LFCSP_WQ]3mmx3mm，超薄四方体(CP-16-27)尺寸单位：mm 01-26-2012-
A 封装描述 16引脚LFCSP_WQ16引脚LFCSP_WQ，7"卷带和卷盘16引脚LFCSP_WQ，13"卷带和卷盘评估板 封装选项 CP-16-27CP-16-27CP-16-27 标识 H38H38H38 订购数量 25015005000 Rev.0|Page21of24 ADL5303注释 Rev.0|Page22of24 注释 ADL5303 Rev.0|Page23of24 ADL5303注释 ©2013AnalogDevices,Inc.Allrightsreserved.Trademarksandregisteredtrademarksarethepropertyoftheirrespectiveowners. D10661sc-0-1/13
(0) Rev.0|Page24of24
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